00uF的电容,测了一下,仿真得到的纹波电压峰峰值约2V,这显然是非常大的,但实际情况会比仿真的更差一些。 再上一张半个线电压周期的驱动及ZCD引脚波形。 尽管不是很清晰,但从驱动波形可以看出开关频率的变化趋势,随线电压瞬时值的增大而降低。 最后上一张最为关心的,初级侧电流波形。 图的上部分是采样电阻上的电压波形,表征初级电感峰值电流包络,下部分是采样电阻上经过平滑后的电压波形,可以近似看作取绝对值后的输入电流波形。很明显,这个电路很大程度上改善了输入电流波形,应该有不错的功率因素。关于saber如何测量功率因素,我不会用,有会用的,希望学习一下。 如果对电流波形作傅里叶变换,可以得到THD图,但这里的电流并不是输入电流,因此傅里叶变换后包含直流成分,且原来的50Hz在这里成了100Hz,不是和适合用来分析,这里就略过了。 降低峰值电流和RMS电流,M模式的最要目的。连续模式下,定频PWM的方式肯定不能用简单的峰值电流控制模式,因为不可避免的次谐波不稳定问题,因此平均电流控制模式是一种选择。安森美的NCP1651/2就是采用定频PWM,平均电流控制模式的一颗用于单级PFC的IC,有兴趣的读者可以自己了解一下。M下,但外围电路比较复杂,同时IC的价格也相对较高。 M下不出现次谐波问题呢? 首先搞清楚一下次谐波振荡的根本原因。 在峰值电流控制模式下,EA的输出直接决定了峰值电流的大小,输入输出规格不变时,EA保持为一个固定直流电平输出,同时,电感量也是固定的,因此,电流的上升和下降斜率也是一定的。如果在稳定工作时突然出现电感电流波动,比如寄生参数干扰,假设波动是正向的,为了实现要求输出功率(即峰值电流达到EA输出电平),开关管导通时间必定要减少,由于频率固定,那关断时间就会延长,延长将致使电流在下一个周期开始时出现更大的波动,周而复始,最终驱动波形出现大小交替。
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