C202 、 R202 构成补偿网络。可分以下两种情况进行补偿设计。(1) 输出电容 ESR 较大输出滤波电容的内阻比较大, 自身阻容形成的零点比较低, 这样在带宽处的相位滞后比较小。以图 2 所示电源系统为例, 输出滤波电容为 1000 μ F/16V , ESR=130m Ω时,其环路增益波特图如图 5 所示, 设带宽为 8kHz , 从图中可以看出 8kHz 处增益曲线为水平, 所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade 的曲线形状。省掉补偿部分的 R202 、 C202 。补偿后在 8kHz 处环路增益为 0dB 。图 6(a) 为其结果仿真图。(2) 输出电容 ESR 较小输出滤波电容为 1000 μ F/16V , ESR=30m Ω时,由于输出滤波电容的内阻比较小, 自身阻容形成的零点就比较高, 这样在带宽处的相位滞后比较大。如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量就会偏小。可采用双极点零点补偿来提升。三个点的选取,第一个极点在原点, 零点一般取在带宽的 1/5 左右,这样在带宽处提升相位 78° 左右, 此零点越低, 相位提升越明显, 但太低了就会降低低频增益, 使输出调整率降低。第二个极点的选取一般用来抵消 ESR 零点或 RHZ 零点引起的增益升高, 保证增益裕度。在这里用它来抵消 ESR 零点, 使带宽处保持-20dB/ decade 的曲线形状。在此例中, 两个补偿极点的位置分别取 f1=0Hz, f2=1.6kHz ,零点为 f0=5.1kHz 。图 6(b) 为其结果仿真图。采用 UC3842 设计的电流控制型开关电源,相对于电压控制模式,具有更好的电源调整率、更简单的零极点补偿电路。实验证明, 将控制论与反馈环路的设计结合起来, 通过设计合适的相位裕量来保证开关电源稳定性, 具有较好的通用性, 而且在实际应用中也取得了很好的效果。
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