压器的电流约为 1. 0mA 。这样 R 13和R 14 的总电阻是 R sum =2.5V/1.0mA=2.5k Ω R 14为R 14 =0。 35V/1.0mA =350 Ω(取 360 Ω) 则R 13为R 13 =2.5k Ω-360 Ω=2.14k Ω(取 2.15k Ω,1% 精度) 则R 11为R 11=( 5.0V-2.5V ) /1mA =2.5k Ω(取 2.49k Ω,1% 精度) 电压反馈环补偿(见反馈补偿器) 这是一个电压型正激式变换器。为了得到最好的瞬态响应,将采用双极点、双零点补偿法。确定控制到输出特性输出滤波器极点由滤波电感和电容决定, 且以-40dB / dec 穿越 OdB 线。它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点( ESR 是两个 150m Ω并联)是功率电路直流绝对增益是计算误差放大器补偿极点和零点选择 15kHz 穿越频率能满足大部分的应用场合,这使得瞬态响应时间约为 200 μs。 f xo =15kHz 首先, 假定最终闭合回路补偿网络以-20dB / dec 下降, 为获得 15kHz 穿越频率, 放大器必须提高输入信号增益,即提高博德图中的增益曲线。 G xo =20lg(f xo /f fp )-G DC =20lg(15kHz/1959Hz)-13.6dB G xo =G2=+4.1 dB A xo =A2=1.6 dB (绝对增益) 这是中频段(G 2) 所需的增益,以获得期望的穿越频率。补偿零点处的增益是: =-16.5dB A 1 =0.15 (绝对增益) 为补偿两个滤波器极点,在滤波器极点频率的一半处放置两个零点: 第一个补偿极点置于电容的 ESR 频率处(4020Hz) : 第二个补偿极点用于抑制高频增益,以维持高频稳定性: 现在可以开始计算误差放大器内部的元件值,见图 19。最终所设计的电路见图 20。
全文预览
